多普勒频移电路设计论文

1载波NCO的原理及其设计

载波数控振荡器（NCO）的作用是生成时间、幅度都离散的正余弦信号[3]，通常用在通信系统中，在载波跟踪环中用来生成I-Q路混频需要的同相与正交载波。载波NCO的实现方法有实时计算法与查找表法。通过实时计算产生正余弦信号的数据样本，只适用于信号采样频率相对较低的情况。本文所设计的接收机采样频率为18.67fo(其中fo为北斗卫星的基准频率2.046MHz)，用实时计算的方法实现起来较为困难，因此查找表是最有效、最简单的方法。如图3所示，载波NCO是由加法器和寄存器组成的相位累加器，它就是一个累加溢出再累加的过程。其中控制位有两个，一个是相位控制字Phase，另一个是频率控制字Freq。相位控制字旨在给模块一个初始值，然后不断累加频率控制字，其中dopload为相位控制字的控制使能。fs是驱动累加时钟频率。载波NCO在每一个时钟周期就增加Freq，相当于每秒钟增加Freq•fs。当寄存器满时，就溢出归零，此时也就完成了一个循环周期。控制累加字增加1，对应的载波NCO产生的正余弦信号频率fo增加fs/2N（其中N为设计的控制字的位数），这一频率又称为该载波NCO的频率分辨率。在实际的电路系统中，为了保证载波信号的频率精度，寄存器必须满足一定的长度要求，即N的值要符合一定的精度要求。本次设计中，要求信号频率误差满足△f≤0.3Hz，由之前的分析可知，控制字的位数应该满足N≥23.7013。而且增加累加器的位数可以提高输出信号频率精度，正弦信号的量化位数越高，波形序列的相位越精确。尤其是对长度较短的信号序列，在序列量化的粗糙时，由于量化引入的噪声会影响真实信息的显现，但过长会增加硬件的功率损耗。所以，综合考虑得出要达到跟踪环频率误差△f≤0.3Hz，载波NCO采用24位的累加器，即Phase和Freq设置为24bit，采样频率为18.67fo，便可满足设计要求。由上分析可知，累加器的位数N是由频率分辨率来决定的，而对于正余弦查找表的选址地址位数J以及正余弦量化位数K则是由杂散度来决定的[4]。理想情况下，为了输出信号达到一个高精度，设计将累加器位数N全部用来作为地址的寻址位数J，而将正余弦的量化幅度无限细分，但这样的结果是需要一个非常大容量的存储器，在正常情况下，实际上是无法实现并且不可取的。所以就要选择一个合适的寻址位数J和正余弦量化位数K。要保证在不恶化杂散性能的前提下尽量压缩存储空间。而在本次工程设计中，已知该设计在杂散抑制约为24dB时即可很好地满足要求。所以，取地址寻址位数与幅值量化位数均为4。该模块电路的Modelsim仿真图如图4所示。

2载波多普勒剥离原理分析

经过射频采样得到的中频信号在通过抽取滤波器对中频进行降频处理后，要与载波生产的本振信号进行相应运算才能实现载波的剥离。其中中频降频后得到的是两个2bit的I、Q信号，而载波NCO中通过正余弦查找表产生的是两个分别为4bit的正余弦幅值信号cos(准j)和sin(准j)。在该模块中，分别将cos(准j)、sin(准j)与Iin、Qin做乘法运算，即可将中频信号中的载波多普勒剥离掉[5]。由上述等式(8)、式(9)可以得出，当载波产生的正余弦信号cos(准j)、sin(准j)的相位准j与卫星接收到的中频信号的相位准t相一致时，就表示载波多普勒被完全剥离掉。如果还有一定的相位差，可以通过后续相关电路再反馈给载波NCO的相位控制字Phase和频率控制字Freq对载波本振信号进行调整，直到两相位相一致为止。具体电路图如图5所示。

3载波多普勒模块的设计验证

根据上述分析所设计的多普勒模块可以很好地满足工程需求。进入载波多普勒模块的中频信号频率是2fo，采样时钟频率为2fo，寄存器为24bit，其Modelsim验证仿真图如图6所示。0001000000000000000000。中频I/Q信号均以一定的基准速率输入，并按照上述旋转模块的公式进行相关运算，最后得到的sumI和sumQ就是对射频接收到的中频信号进行载波多普勒剥离后的结果。然后对其按照固定的两个门限值，将其转换为与输入射频信号一致的2bit数据。最后得到完整处理后的信号iOut和qOut，如图6所示。由仿真结果得出，iOut输出均为二进制01(即为十进制数值1)，qOut的输出值为二进制01和10(即为十进制+1和-1的交替)。从整体上长时间观察，qOut结果为0。该结果与式（8）、（9）的分析计算相吻合，因此该设计满足工程要求。

4结论

本论文设计了载波多普勒模块，它将最后量化后的信号传送给下一级与接收到的中频信号进行比较处理，将与原信号对比后的结果反馈给载波NCO，然后再调整其相位和频率控制字，最终实现载波多普勒的完全剥离。